普通纸
采用基于 CMT 的改进型 T 形去耦结构的紧凑型宽带双元件毫米波 MIMO 天线，适用于城市场景中估计链路预算的移动应用
B.G. Parveez Shariff
a
a
^(a) { }^{\mathrm{a}}
,PPallavi R. Mane , Praveen Kumar , Sameena Pathan
,PPallavi R. Mane , Praveen Kumar , Sameena Pathan
^(",PPallavi R. Mane , Praveen Kumar , Sameena Pathan ") { }^{\text {,PPallavi R. Mane , Praveen Kumar , Sameena Pathan }}
a
a
^(a) { }^{a}
b
b
^(b) { }^{\mathrm{b}}
文章信息 关键词： 5G 多输入多输出天线 K 波段 链接边距
摘要 如今，几乎所有无线应用系统和设备都在转向毫米波（mmWave），以满足对低延迟和更高数据速率的需求。我们提出了一种双元件多输入多输出天线，以支持ENNANCEA aata速率，并覆盖b৮新RAıo（INK < ）dana的wige范围或应用ıcatıons。该结构具有
0.78
λ
0
×
0.36
λ
0
0.78
λ
0
×
0.36
λ
0
0.78lambda_(0)xx0.36lambda_(0) 0.78 \lambda_{0} \times 0.36 \lambda_{0}
λ
0
λ
0
lambda_(0) \lambda_{0}
D
C
D
C
DC D C
>
20
dB
>
20
dB
> 20dB >20 \mathrm{~dB}
90
%
90
%
90% 90 \%
<
0.22
<
0.22
< 0.22 <0.22
>
9.6
,
CCL
<
0.25
b
/
s
/
Hz
>
9.6
,
CCL
<
0.25
b
/
s
/
Hz
> 9.6,CCL < 0.25b//s//Hz >9.6, \mathrm{CCL}<0.25 \mathrm{~b} / \mathrm{s} / \mathrm{Hz}
<
−
10
dB
<
−
10
dB
< -10dB <-10 \mathrm{~dB}
<
−
4.3
dB
<
−
4.3
dB
< -4.3dB <-4.3 \mathrm{~dB}
1.导言 跳频（FH）、直接序列（DS）和正交频分复用编码方案等调制技术可支持安全可靠的高数据传输速率。执行这些操作需要较宽的带宽。因此，美国联邦通信委员会（FCC）批准了
3.1
−
10.6
GHz
3.1
−
10.6
GHz
3.1-10.6GHz 3.1-10.6 \mathrm{GHz}
3.1
−
10.6
GHz
3.1
−
10.6
GHz
3.1-10.6GHz 3.1-10.6 \mathrm{GHz} 文献 [4] 提出了一种用于物联网应用的毫米波双端口 MIMO 天线。该天线对传统结构进行了锥形修改设计，采用 CPW 馈电，总尺寸为
48.5
×
48.5
×
48.5 xx 48.5 \times
13.5
mm
2
13.5
mm
2
13.5mm^(2) 13.5 \mathrm{~mm}^{2}
17
−
25.5
GHz
17
−
25.5
GHz
17-25.5GHz 17-25.5 \mathrm{GHz}
30
×
15
mm
2
30
×
15
mm
2
30 xx15mm^(2) 30 \times 15 \mathrm{~mm}^{2}
30
×
16
mm
2
30
×
16
mm
2
30 xx16mm^(2) 30 \times 16 \mathrm{~mm}^{2}
12.5
×
12.5
mm
2
12.5
×
12.5
mm
2
12.5 xx12.5mm^(2) 12.5 \times 12.5 \mathrm{~mm}^{2} 图 1.单元件天线的设计阶段。(a) 阶段 1，(b) 阶段 2，© 阶段 3，(d) 阶段 4，(e) 阶段 5 和 (f) 阶段 6。 图 2.单元件天线演变阶段的反射系数
|
S
11
|
|
S
11
|
|S 11| |S 11| 设计工作频率为 26.8 至 37.7 千兆赫。正交方向使隔离度达到 18 dB。另一种正交定向四端口 MIMO 天线的设计工作频率为 23.5 GHz 至 37.5 GHz [9]。该结构有四个通过微带线连接的渐变弧形。四端口 MIMO 结构采用改进的圆形贴片和 CPW 馈电，可在 C、Ku、K 和 Ka 波段工作 [10]。该模式由两个半圆环形存根和圆形贴片上的一个椭圆槽组成。在 [11] 中，顶部的加形去耦结构和正交定向天线在相关频段内具有线性隔离效果。 在下一个设计中，设计了一个四端口互补镰刀形 CPW 天线，共振频率为 1.3 至 40 千兆赫，具有三个频带 和 7.5 GHz 的陷波滤波器 [12]。该结构的总尺寸为
56
×
56
mm
2
56
×
56
mm
2
56 xx56mm^(2) 56 \times 56 \mathrm{~mm}^{2}
27.6
−
32
27.6
−
32
27.6-32 27.6-32
37
−
41.5
GHz
37
−
41.5
GHz
37-41.5GHz 37-41.5 \mathrm{GHz}
>
32
dB
>
32
dB
> 32dB >32 \mathrm{~dB} 工作频率为 26 至 33.7 GHz 的 12 端口 MIMO 天线 [15]。倒 L 型嵌入式馈电用于馈送设计中的圆形区域。其目的是提高带宽和匹配阻抗。Wang 等人[16]提出的另一种设计是间距为 0.4 mm 的
9
×
9
9
×
9
9xx9 9 \times 9
24
−
36
GHz
24
−
36
GHz
24-36GHz 24-36 \mathrm{GHz} 上述文献表明，[4]-[7] 中的设计对双端口 MIMO 具有较大的几何尺寸。[4] 和 [10] 中的 CPW 设计没有共同的参考点。在四端口 MIMO 的情况下，[
8
9
10
12
13
14
]
8
9
10
12
13
14
{:[8,9,10,12,13,14]] \left.\begin{array}{llllll}8 & 9 & 10 & 12 & 13 & 14\end{array}\right] 紧凑型 MIMO 天线的主要问题之一是来自相邻元件的耦合。可以通过采用中和线 [17]、寄生元件 [18]、去耦结构 (DCS) [19] 和元表面 [20] 等技术来减少耦合。我们的 MIMO 天线采用了著名的 T 形去耦结构（DCS）[21,22,23]来提高隔离度。然而，[21,23,24] 中的 T 型 DCS 仅实现了 15 dB 的隔离度。而且，在相关频段内，隔离效果并不稳定。因此，本文还提出了一种改进的地平面 T 型 DCS，它能达到更好的隔离效果。 图 3.拟议的单元件天线设计及尺寸。
9.5
,
54.5
9.5
,
54.5
9.5,54.5 9.5,54.5
27.5
.
L
1
27.5
.
L
1
27.5.L_(1) 27.5 . L_{1}
L
5
L
5
L_(5) L_{5}
0.25
,
0.021
,
0.42
,
0.81
0.25
,
0.021
,
0.42
,
0.81
0.25,0.021,0.42,0.81 0.25,0.021,0.42,0.81
0.4
.
C
1
0.4
.
C
1
0.4.C_(1) 0.4 . C_{1}
C
5
C
5
C_(5) C_{5}
0.125
,
3.74
,
0.6
,
0.45
0.125
,
3.74
,
0.6
,
0.45
0.125,3.74,0.6,0.45 0.125,3.74,0.6,0.45
Ω
,
n
H
Ω
,
n
H
Omega,nH \Omega, n H
p
F
p
F
pF p F 图 5.单元件天线的模拟阻抗曲线。(b) 模拟和等效电路的反射系数曲线。 图 6.带有两个 DCS 的 MIMO 天线。(a) 采用简单的 DCS。(b) 采用建议的 DCS。 隔离。第 3 节通过特征模态理论（CMT）比较了所提出的 DCS 与简单缺陷地 DCS 的性能。与 [21,23,24]和简单 DCS 相比，拟议 DCS 的隔离度提高了 20 dB，并且在整个带宽内具有稳定的隔离度。
此外，还研究了带有移动外壳的天线的性能。结果表明，即使有移动外壳，天线也能在所需带宽内可靠运行。然而，在较低频率下，隔离度略微降低到 10 dB。这表明天线的性能取决于其在外壳中的位置。城市场景下的链路预算估算结果如下 在 1 Gbps 至 10 Gbps 的较高数据传输速率下显示出明显效果。此外，建议的 MIMO 天线可扩展为 n 元设计，以提高数据吞吐量。因此，本文的贡献如下： 11.设计和开发可在宽带上运行的紧凑型双元件多输入多输出天线。 21.设计改进的 T 型 DCS，以实现更好、更稳定的隔离。 31.研究将天线置于手机外壳内的移动应用性能。 图 7.天线结构及其 DCS 的 CMT 分析结果。(a-c）图 6（a）中结构的模态意义、特征值和特性角。(d-f) 图 6（b）中结构的模态意义、特征值和特性角。 41.估算城市场景中移动应用拟议天线的链路预算。 2.设计方法
2.1.单元件天线 天线的设计谐振频率为 18 GHz 和 28 GHz，波长
λ
0
λ
0
lambda_(0) \lambda_{0}
λ
1
λ
1
lambda_(1) \lambda_{1}
3
×
3
mm
3
×
3
mm
3xx3mm 3 \times 3 \mathrm{~mm}
6.2
×
5
6.2
×
5
6.2 xx5 6.2 \times 5
mm
2
mm
2
mm^(2) \mathrm{mm}^{2}
F
L
=
2
mm
F
L
=
2
mm
F_(L)=2mm \mathrm{F}_{\mathrm{L}}=2 \mathrm{~mm}
F
W
=
0.9
F
W
=
0.9
F_(W)=0.9 \mathrm{F}_{\mathrm{W}}=0.9
y
1
=
a
1
(
x
−
h
)
2
+
k
y
1
=
a
1
(
x
−
h
)
2
+
k
y_(1)=a_(1)(x-h)^(2)+k \boldsymbol{y}_{1}=\mathbf{a}_{1}(\boldsymbol{x}-\boldsymbol{h})^{2}+\boldsymbol{k}
y
2
=
a
2
(
x
−
h
)
2
+
k
y
2
=
a
2
(
x
−
h
)
2
+
k
y_(2)=a_(2)(x-h)^(2)+k \boldsymbol{y}_{2}=\mathbf{a}_{2}(\boldsymbol{x}-\boldsymbol{h})^{2}+\boldsymbol{k} 其中
a
1
a
1
a_(1) a_{1}
a
2
a
2
a_(2) a_{2}
h
h
h h
k
k
k k
y
y
y y
a
1
=
−
0.25
a
1
=
−
0.25
a_(1)=-0.25 a_{1}=-0.25 图 8.根据结构表面电流估算的 CMT 辐射模式。(a) 图 6（a）中结构的辐射模式和表面电流。(b) 图 6（b）中结构的辐射模式和表面电流。 的曲线在 2.5 mm 位置处为 0.6 mm，因此设置
k
=
0.6
k
=
0.6
k=0.6 k=0.6
h
=
2.5
h
=
2.5
h=2.5 h=2.5
a
2
=
0.28
,
h
=
2.5
a
2
=
0.28
,
h
=
2.5
a_(2)=0.28,h=2.5 a_{2}=0.28, h=2.5
k
=
−
0.6
k
=
−
0.6
k=-0.6 k=-0.6
1
(
a
−
f
)
1
(
a
−
f
)
1(a-f) 1(a-\mathrm{f}) 如图 2 所示，图 1(a)中的初始设计在 27 GHz 时的失配损耗高达 6.14 dB。在图 1(b) 的下一个演化阶段，引入了一个倒 L 形槽（LS），它扰乱了电流流向，从而增加了电阻。这个 L 形槽在 28.5 GHz 频率下产生电容效应，抵消了电感电抗，从而将反射系数提高到 5.56 dB。在演化阶段 3（图 1 ©）中，倒 L 形槽（LS）下方的水平槽（HS）使电流在馈电附近顺时针振荡。HS 槽在路径长度接近
λ
1
λ
1
lambda_(1) \lambda_{1} 反射系数为 17.3 dB。不过，现阶段的带宽较窄，仅为 630 兆赫。 在第四演变阶段（图 1(d)），地平面导电层（GS）减小，以增加带宽。由于 GS 减小，辐射器和地平面之间的电容减小，导致 28 GHz 时出现阻抗失配。然而，在 18 GHz 时，电容和电感达到平衡，从而实现 15 dB 的良好阻抗匹配。因此，在这一阶段，谐振从 K 波段漂移到了 Kuband 波段。它的带宽范围达到了 16.93-21.06 GHz，带宽百分比为
22.32
%
22.32
%
22.32% 22.32 \% 图 9.采用简单 DCS 和拟议 DCS 的两元件 MIMO 天线的反射系数和隔离度。(a) 采用简单 DCS 的拟议双元 MIMO 天线的 S 参数。(b) 采用改进 T 型 DCS 的拟议双元 MIMO 天线的 S 参数。 图 10.带有简单 DCS 的多输入多输出天线在 (a) 18 GHz 和 (b) 28 GHz 下的耦合电流。地平面轮廓和 18 和 28 GHz 时的耦合电流表示。
千兆赫。带宽内的阻抗匹配为
>
12
dB
>
12
dB
> 12dB >12 \mathrm{~dB}
1
(
f
)
1
(
f
)
1(f) 1(\mathrm{f}) 最终的单元件天线结构如图 3 所示。尺寸如下：
P
L
=
P
W
=
3
,
C
H
=
0.6
,
S
L
1
=
2
,
S
L
2
=
1.7
,
S
L
3
P
L
=
P
W
=
3
,
C
H
=
0.6
,
S
L
1
=
2
,
S
L
2
=
1.7
,
S
L
3
P_(L)=P_(W)=3,C_(H)=0.6,S_(L1)=2,S_(L2)=1.7,S_(L3) \mathrm{P}_{\mathrm{L}}=\mathrm{P}_{\mathrm{W}}=3, \mathrm{C}_{\mathrm{H}}=0.6, \mathrm{~S}_{\mathrm{L} 1}=2, \mathrm{~S}_{\mathrm{L} 2}=1.7, \mathrm{~S}_{\mathrm{L} 3}
=
1.2
,
S
L
4
=
1.4
,
F
L
=
1.94
,
F
W
=
0.9
,
S
W
=
0.2
,
U
1
=
0.8
,
U
2
=
1.1
,
SB
L
=
=
1.2
,
S
L
4
=
1.4
,
F
L
=
1.94
,
F
W
=
0.9
,
S
W
=
0.2
,
U
1
=
0.8
,
U
2
=
1.1
,
SB
L
=
=1.2,S_(L4)=1.4,F_(L)=1.94,F_(W)=0.9,S_(W)=0.2,U_(1)=0.8,U_(2)=1.1,SB_(L)= =1.2, \mathrm{~S}_{\mathrm{L} 4}=1.4, \mathrm{~F}_{\mathrm{L}}=1.94, \mathrm{~F}_{\mathrm{W}}=0.9, \mathrm{~S}_{\mathrm{W}}=0.2, \mathrm{U}_{1}=0.8, \mathrm{U}_{2}=1.1, \mathrm{SB}_{\mathrm{L}}=
6.2
,
SB
W
=
5
6.2
,
SB
W
=
5
6.2,SB_(W)=5 6.2, \mathrm{SB}_{\mathrm{W}}=5
G
L
=
1.9
G
L
=
1.9
G_(L)=1.9 \mathrm{G}_{\mathrm{L}}=1.9
f
0
=
c
k
×
π
2
×
T
A
×
ε
r
−
f
0
=
c
k
×
π
2
×
T
A
×
ε
r
−
f_(0)=(c)/(k xx_(pi)^(2)xx TA xxepsi_(r))sqrt- \boldsymbol{f}_{0}=\frac{\boldsymbol{c}}{\boldsymbol{k} \times{ }_{\pi}^{2} \times \boldsymbol{T A} \times \boldsymbol{\varepsilon}_{r}} \sqrt{-} 其中，
c
=
3
×
10
8
m
/
sec
,
k
c
=
3
×
10
8
m
/
sec
,
k
c=3xx10^(8)m//sec,k \boldsymbol{c}=3 \times 10^{8} \mathrm{~m} / \mathrm{sec}, \boldsymbol{k}
0.81
,
T
A
0.81
,
T
A
0.81,TA 0.81, \boldsymbol{T A}
ε
r
ε
r
epsi_(r) \boldsymbol{\varepsilon}_{r} 利用公式 (4)-(6) 计算得出。 TA
=
=
= =
(
T
C
L
)
−
slots
(
S
L
)
(
T
C
L
)
−
slots
S
L
(TCL)-slots(S_(L)) (T C L)-\operatorname{slots}\left(S_{L}\right) TCL = 矩形补丁 + 正曲线 + 负曲线 + 馈线
S
L
=
(
S
L
1
×
S
W
)
+
(
S
L
2
×
S
W
)
+
(
S
L
3
×
S
W
)
+
(
S
L
4
+
S
W
)
+
(
U
1
×
0.1
)
+
(
U
2
×
0.2
)
S
L
=
S
L
1
×
S
W
+
S
L
2
×
S
W
+
S
L
3
×
S
W
+
S
L
4
+
S
W
+
U
1
×
0.1
+
U
2
×
0.2
{:[S_(L)=(S_(L1)xxS_(W))+(S_(L2)xxS_(W))+(S_(L3):}],[{: xxS_(W))+(S_(L4)+S_(W))+(U_(1)xx0.1)+(U_(2)xx0.2)]:} \begin{aligned}
S_{L}= & \left(S_{L 1} \times S_{W}\right)+\left(S_{L 2} \times S_{W}\right)+\left(S_{L 3}\right. \\
& \left.\times S_{W}\right)+\left(S_{L 4}+S_{W}\right)+\left(U_{1} \times 0.1\right)+\left(U_{2} \times 0.2\right)
\end{aligned} (注：上述公式中使用的变量如图 3 所示，但
S
L
S
L
S_(L) S_{L}
S
L
S
L
S_(L) S_{L} 上述计算证明，拟议结构的总导电面积在 18 千兆赫处产生了第一次谐振。
2.2.天线等效电路 上述单元件天线由分布式 图 11.带改进型 T 形 DCS 的 MIMO 天线在 (a) 18 GHz 和 (b) 28 GHz 下的耦合电流。(c)和(d) 18 和 28 GHz 时的地平面轮廓和耦合电流表示。 等效电路和阻抗特性。该天线在大约 18 和 28 千兆赫处具有双谐振，总带宽为 16 至 30.93 千兆赫。
一般来说，贴片天线由并联 RLC 电路表示，如图 4(a) 所示，其值通过公式 (7) 至 (10) 计算得出[27]。其中，Rd、Ld 和 Cd 分别代表天线的辐射阻抗和无功分量。计算公式如下
R
=
w
cong
±
R
=
w
cong
±
R=_(w)" cong "^(+-) R=\underset{w}{ } \stackrel{ \pm}{\text { cong }}
δ
=
V
¯
1
π
f
μ
0
σ
cond
δ
=
V
¯
1
π
f
μ
0
σ
cond
delta=(( bar(V))1)/(pi fmu_(0)sigma_("cond ")) \delta=\frac{\bar{V} 1}{\pi f \mu_{0} \sigma_{\text {cond }}}
L
=
±
W
σ
condUS
L
=
±
W
σ
condUS
L={:[+-],[Wsigma_("condUS ")]:} L=\begin{gathered} \pm \\ \boldsymbol{W} \boldsymbol{\sigma}_{\text {condUS }}\end{gathered}
C
=
∀
Q
=
ε
W
―
→
d
C
=
∀
Q
=
ε
W
_
→
d
C=AA^(Q)=^(epsiW_)rarr d C=\stackrel{Q}{\forall} \stackrel{\varepsilon \underline{W}}{=} \rightarrow d 其中，
σ
cond
σ
cond
sigma_("cond ") \boldsymbol{\sigma}_{\text {cond }}
δ
δ
delta \boldsymbol{\delta}
ω
ω
omega \boldsymbol{\omega}
ε
ε
epsi \boldsymbol{\varepsilon}
w
w
w \boldsymbol{w} 不过，图 4 (b) 显示了设计的单元件天线在 RLC 电路方面的详细等效表示。在这里，阻抗为
Z
1
Z
1
Z1 Z 1
Z
5
Z
5
Z5 \mathrm{Z5}
Z
0
Z
0
Z_(0) Z_{0}
Z
0
=
Z
1
+
Z
2
Z
3
Z
2
+
Z
Z
3
+
Z
Z
4
Z
5
5
Z
0
=
Z
1
+
Z
2
Z
3
Z
2
+
Z
Z
3
+
Z
Z
4
Z
5
5
Z_(0)=Z_(1)+(Z_(2)Z_(3))/(Z_(2)+ZZ_(3)+Z(Z_(4)Z_(5))/(5)) \boldsymbol{Z}_{0}=\boldsymbol{Z}_{1}+\frac{\boldsymbol{Z}_{2} \boldsymbol{Z}_{3}}{\boldsymbol{Z}_{2}+\boldsymbol{Z} \boldsymbol{Z}_{3}+\boldsymbol{Z} \frac{\boldsymbol{Z}_{4} \boldsymbol{Z}_{5}}{5}} 
