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第一章

介绍

1.1 介绍

一本关于射频功率放大器设计的书的合理起点是定义功率放大器（PA）的实际含义。一个技术上的定义可能是，一个被设计为在给定的有源器件选择下提供最大功率输出的放大器。

这样的定义很有用，因为它强调了本书描述的许多技术对“小信号”放大器设计者很有兴趣。

例如，在接收机前端使用的放大器中获得低噪声性能和最大动态范围的问题可以被视为 PA 设计问题，并且第二章描述的技术将是适用的。

但在实践中，通过“PA”，我们实际上指的是可以对某物造成损害的放大器。

我们正在谈论 RF 实验室中异常兴奋的世界，在那里衰减器和终端变得炽热，昂贵测试设备的寿命大大缩短。

这意味着我们正在讨论从 1 瓦以上的 RF 输出。在此水平以上，即使安全地通过衰减器散热，我们也开始“感受”到放大器的 RF 输出。

PAs 是输出直接或间接对人类感觉系统产生影响的放大器。

尽管烟火不断，许多功率放大器设计都是线性设计的简单延伸或修改。因此，首先要看看放大器的一般情况，并回顾线性射频放大器理论的一些经典结果。

但是，功率放大器通常使用的有源器件会显示出一些，或者可能是明显的非线性行为，我们因此直接遇到了非线性建模和表征的问题。

这是一个庞大的主题，在近年来成百上千篇论文和几本书中都受到了关注。

本书的重点是开发有用的、实用的先验设计方法，我们将重点研究使用一些非常基本的模型来开发这些方法，这些方法将贯穿本书始终。

这些模型将在本章的 1.3 和 1.4 节中介绍，其中将定义弱非线性行为和强非线性行为之间的重要区别。

线性射频放大器设计与功率放大器设计之间的主要区别之一是，为了获得最佳功率，设备的输出并不提供所需的线性共轭匹配阻抗。

这引起了很多困扰，并成为了有关共轭匹配的含义和性质的长时间辩论的话题。

因此，有必要尽早接受这一看似不可接受的结果（见 1.6 节），然后在第 2 章中对其进行更深入的解释和分析。

1.2 线性 RF 放大器理论

匹配的两端口线性射频放大器的基本结果最初是由梅森[1]和罗莱特[2]导出的，尽管大多数微波工程师最初是通过一篇著名的应用注释（"AN-95"）来接触这些结果的，该注释是由博德维在旧的惠普标签下撰写的，目前仍可从安捷伦获取[3]。

还有许多关于基本 RF 设计技术的书籍，其中更详细地涵盖了这些内容 [4]。

关键结果可以通过检查图 1.1 中显示的原理图来加以说明。晶体管被表示为一个二端口

参数矩阵。

对晶体管提出的输入和输出阻抗，或反射系数，可以使用概念调谐装置进行调整；由于这些调谐器是使用被动电路实现的（例如，传输线和分流电容短路或 stubs），因此输入和输出设备参考平面处的反射系数

和

受到

幅度范围的限制。

对于“模拟”电子设计师来说，从微波器件获得有效增益的必要手段通常是一个令人困惑的问题，他们在更低频率下学习了他们的技术。

这一点与图 1.1 中

终端的法定微波假设基本相同。这一点，更多的是微波和模拟阵营之间的派系纷争的目标。在微波频率下，由于寄生电抗的主导作用，主动器件通常不会产生太大的有用增益。

需要特别注意共振，以便在器件主动节点上建立有用的电压水平。随着微波器件的尺寸和功率能力的增加，这个问题变得更加严重。

标准的原因是合理的且经过充分验证的，它涉及器件之间以及器件和测试仪器之间的连接导线的寄生效应。

在 GHz 频率下，任何互连线与应用频率的波长相比都会有显著的电长，因此不能再假设“连接”在每一端显示相同的电压。

因此，必须将互连视为电路设计的一部分，并引入某种形式的物理均匀性。

各种物理形式的均匀传输线提供了解决这一要求的方案，并且需要选择标准特性阻抗。

这是我们宇宙中的基本物理常数的问题，特性阻抗在大约

以下和大约

以上的传输线难以制造。

图 1.1 2 口增益和稳定性分析的原理图。

非常低或非常高的特性阻抗传输线的两个导体间的间距要么非常窄，要么非常宽。

几乎在这些限制之间的任何地方都可以是一个可接受的选择，而在二战前的微波工程开拓时期，

和

都被使用过。微波测试设备行业的出现确实巩固了

标准，像通用电器和惠普这样的公司主导了大局。无论好坏，微波世界都围绕着

标准运转，看起来似乎没有尽头。拿一个晶体管，将其输入和输出与

匹配，嘿，你就是一名微波设计师了。但是在这条路上有一些危险，主要是因为晶体管并非完全单向；除了正向传输外，还有反向传输。

回到图1.1，这个系统行为的复杂性很大程度上由反向传输参数

的相对大小所表征；然而，经过一些广泛的分析后，出现了一个更简洁的参数，被称为

，或者称为Rollett的稳定因子。关键方程非常直接，代表了输入反射

到

的变化，由于输出平面呈现了输出负载反射

：

输入匹配：

输出匹配：

对于共轭匹配，可以设置

给出两个方程，原则上可以解出

和

。

现在应该注意的是，一般情况下，这个解决方案总是存在的；然而，有一个额外的约束条件，即

和

的幅度必须小于单位，才能使用被动外部电路实现该解决方案。这就是

因素的出现。经过一些漫长但令人钦佩的复杂代数运算，Rollett 等人表明

条件对应于一个称为 "

因素" 大于单位的参数，其中

和

因此，在实际情况下，如果

，那么无论将被动匹配放置在其输入或输出处，该设备都不会显示大于单位的输入或输出反射系数幅度。因此，该条件对于设备的稳定性提出了额外的声明。

不幸的是，将问题表述为一个二端口引入了一些限制，这些限制对于某些应用来说并不够通用，在文献中一直在寻找在所有条件下绝对稳定的“最佳和最终”条件集[5, 6]。但是简单的

条件无疑是一个很好的实践指南。

但是，不应将其拉伸得太远。在功率放大器设计领域，人们经常努力获得足够的信号增益，以及从器件中提取最佳功率。

这是成本驱动设计的必然结果；大面积外围晶体管具有较低的增益，通常被限制使用最低成本的技术。稍后我们将看到，当信号增益下降到

以下时，通常需要额外的射频驱动功率，这将往往抵消了任何精心设计的效率优势。这导致我们经常在寻找一个最佳情况，其中

因子大于单位，但不要太大。具有高

因子的器件也往往具有低增益，并且可以通过允许在器件周围进行正反馈来恢复一些额外的增益，同时保持

因子大于单位。这种技巧经常被微波ECM和毫米波放大器社区使用，尽管有时是无意中的；并且是二战前的电子管收音机行业的支柱，“反馈”控制及其所有。

如果

，文献中可以找到共轭匹配和相应的“最大可获得增益”（MAG）的表达式。这些表达式是众所周知的，这里不再重复[3, 4]。但是有一些值得注意的重要影响：

任何具有系数大于但远小于单位的设备，显示比理论上的单向器件更具攻击性的增益/匹配特性。

特别是在几乎匹配的条件下，最终的 MAG 可能比简单的电压驻波比（VSWR）不匹配计算所示更高。例如，这样一个显示回波损耗的设备，在最终匹配到回波损耗时，可能显示出超过计算出的增益。
电路损耗可能会严重影响谐振频率，并特别是当其达到单位值时的频率。在实践中，如果 \(\text{Q}\) 因子基于完全去嵌入的 \(\text{S}\) 参数测量，设备可以安全地在接近单位 \(\text{Q}\) 因子点的一定程度下使用。
晶体管所处的电路环境可以显著改变其有效的 \(\text{S}\) 参数，特别是关键的反向传输参数 \(\text{S}_{21}\)。这可能是意外或无法模拟的稳定性问题的主要原因。
-因子分析，如此处所述的经典形式，仅适用于单级放大器。在多级环境中，条件不再适用，因为中间级的输入和/或输出平面被终端化为有源网络。因此，将多级放大器视为单一的两端口并分析其 -因子是必要的，但绝不是充分的条件。这个问题通常被绕过。

多级 RF 放大器设计通常通过在级间使用某种隔离形式来解决，尽管已经发表了多级稳定性分析和设计策略[7]。

1.3 弱非线性效应：功率和 Volterra 级数

在线性放大器中引入非线性效应的可能性或现实通常首先以幂级数表达的形式介绍，如图 1.2 所示。

这里的放大器符号代表一个晶体管及其相关的输入和输出匹配电路，小写的电压是围绕晶体管工作点的小 RF 信号变化。

放大器输出由一个无穷级数的非线性乘积组成，这些乘积被添加到由第一项表示的线性增益上：

这个“幂级数”在许多初等教材中被引用为非线性行为的一般公式；然而，它显然有局限性。最显著的是，没有考虑各个输出分量的时序。

我们知道，即使图 1.2 中放大器图标的内容是一个被动的 R-C 网络，输出电压也会显示出来自输入信号的幅度和时间，或相位上的变化。

一种更强大的幂级数形式，称为 Volterra 级数，包括相位效应。

尽管幂级数对于表征直流工作点附近的小操作区域中非线性产品的行为很有用，但其实用性受到限制，因为

系数对输入和输出调谐以及输入和输出的偏置电平的变化非常敏感。

这种形式，经过一些增强，对于分析放大器或器件的“弱非线性”特性很有用。弱非线性可能，

图 1.2 弱非线性器件，以及功率级数。

本书中的 Volterra 级数被视为具有复系数的幂级数；然而，该公式比这更加一般。

例如，例如，互调失真在比如说低于这样的水平。这种低水平的非线性很难通过基于 I-V 曲线拟合方程的器件模型来预测，而通过直接测量功率级数中的参数是获取预测低水平或弱非线性效应方法的一步。

这种方法使用更强的 Volterra 级数表述，已经被 Maas [8]深入研究，并且对于接收器组件的设计者应该是非常感兴趣的，因为在系统规范和性能中低水平产品直至仍然很重要。

一般来说，工作在或超过

压缩点的功率放大器需要更加小心的处理，因为非线性变得“强大”，并且通过晶体管的截止和剪裁行为产生。特别注意不要将功率级数截断为仅包括二阶和三阶效应的分析。

三阶非线性无疑是小信号放大器中压缩和饱和效应的重要贡献者，但在功放中，当接近压缩点时，第五和第七阶项变得显著，并且在更高的驱动水平下可能占主导地位。

1.4 强非线性效应

强非线性效应指的是晶体管限制行为引起的信号波形失真。这最好通过简单的理想场效应晶体管（FET）转移特性来说明，如图 1.3 所示。当沟道完全由栅源电压关闭时，漏极电流表现出截止或截断，并达到最大或开沟道状态。

图 1.3 FET 转移特性，显示试图对弱非线性（点状）和强非线性（实线）效应建模。

本书将在整本书中使用和符号。假设读者熟悉分贝，或者“ ”，作为对数功率比的概念；“ ”术语指的是谱失真产品相对于主信号的相对功率级别，在中表示。

其中，增加栅源电压进一步增加漏极电流的情况很少或没有。

图 1.3 中所示的特征高度理想化，无论是两个限制条件的启动突然性，还是中间区域的完美线性性。

这就是我们将称之为理想强非线性模型的东西，尽管它的相当显眼的理想性，但在教科书中广泛用于推导功率放大器功率和效率的公式。

一个更现实的场效应晶体管传输特性模型如图 1.3 的虚线曲线所示。在这里，我们看到一个更渐进的截止，随着最终截止点的到来，传导增益“减弱”，并且逐渐接近于开放通道状态。

试图在数学上对这条曲线建模是很有启发性的，因为人很快就会看到强非线性效应和弱非线性效应之间的差异，并且会体验到用同一模型满足两者的困难。

衰减的跨导是许多种类的场效应晶体管非常典型的特征，通常表示近似的平方定律行为。相应的限制特性则可以被认为是一个三阶效应。因此，一个形式为的方程将具有一些期望的特性。

如果将截止和饱和之间的栅极电压标准化为 0 到 1 的范围，可以证明适当的方程是。

请注意，这个方程并不是一个幂级数；它是对晶体管传输特性在完整工作范围内的建模尝试。线性项的明显缺失令人不安，但很快将会解释。

实际上，这是图 1.3 中虚线曲线上绘制的方程，在截止点和饱和点之间。在此范围之外，简单的三次方程不显示硬饱和和截止行为，任何模拟器都必须意识到这一点。

要对这些非常非线性的区域进行建模，需要添加更多高阶项到(1.4)中。当然，另一种选择是将硬饱和和完全截止条件强加到弱非线性模型上，并配合适当的“if”语句。

这导致的结果如图 1.4 所示。当使用计算机绘制曲线和计算方程式时，这很容易实现，但代表了对简单分析技术的偏离。

尽管如此，在本书中我们会不时地使用由此产生的“强-弱”模型，以使图 1.3 中过于理想化但在分析上可行的理想强非线性模型更贴近现实。

在这里通过讨论弱非线性效应来闭合循环也是有启发性的，方法是取 (1.5) 的特征，并在选定的偏置点计算幂级数系数。

将

代入(1.4)得：

图 1.4 综合弱和强非线性模型。

因此，通过将(1.6)中

的系数与(1.3)中原始功率级数的系数进行比较，我们得到：

可以对这些表达式的

功率级数系数进行一些有用的和更一般的观察：

“小信号增益”，，是直流偏置点的一个相当强的函数。
第二阶非线性穿过零并改变符号，在处出现“零”。因此，在这个偏置点上，不会产生二阶产物。在更高阶系统中，例如更准确地表示实际器件的模型，这些零点可以出现在所有阶数的非线性中。

这种零点或“甜点”在真实器件中普遍观察到。它们是曲线和拐点的简单几何特性的体现，在这种意义上不需要用物理术语解释。
第三阶非线性由于只选择了三阶幂级数而保持不变。在实践中，它会随着偏置而变化。

但是负号表示将发生限制动作，并用于模拟当接近硬饱和时设备的饱和情况。

1.5 用于 CAD 的非线性器件模型

为了设计出一个全面的设备模型，显然需要对弱非线性行为和强非线性行为进行表征。不幸的是，特定设备中的每个这些非线性特征都来自设备物理的完全不同方面。

这对于设备建模者来说是一个挑战，更不用说最终用户了，因为最终解决方案似乎仍然难以捉摸。不幸的是，与许多其他类型的射频设备设计者相比，功率放大器设计者对广泛使用的 CAD 模型的一些缺陷更为敏感。

对于射频功率双极晶体管（BJT）和金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）来说，这似乎同样适用于最近的金属半导体场效应晶体管（MESFET）和异质结双极晶体管（HBT）器件，尽管后者似乎在技术期刊和研讨会上受到了更多关注。

尝试为 CAD 应用建模器件可分为三类：

物理模型，其中从底层模拟器件物理和制造几何;
等效电路模型，其中将器件物理转换为类似电路元件;
行为模型，其中基本上是将一组抽象方程与测得的三端直流特性相匹配。

一般来说，用于射频应用的大多数 CAD 设备模型使用第二类模型，并且可能还从第一类或第三类获得一些额外帮助。

历史上，BJT 建模社区通常采用物理（“自下而上”）模型路径，而现有的 FET 模型更具“自上而下”的特点。这可能是由于两种器件的物理操作的差异所解释的。

即使在其最简化的形式中，场效应器件的物理过程也呈现出一个立即无法解决的静电问题，即确定耗尽区的确切轮廓。

相反地，令人讽刺的是，BJT 和半导体结的更神秘的量子力学导致了它们的 I-V 特性的可处理数学表达式，这仍然是当今先进 CAD 软件中使用的大多数 BJT 模型的基础。

商用 CAD 模拟器中使用的大多数模型最终采用等效电路的形式，其中包括许多线性元件和若干非线性元件。

这些元件在某些情况下具有物理对应物，但在许多情况下，它们存在是因为经验确定它们需要以更好地适应测量数据。

这些模型最大的一个悬而未决的问题之一是，由于它们是经验而非物理基础，元件可能具有“耦合”值。

这使得收益和工艺变化难以模拟，因为任何物理过程变化都可能需要改变几个甚至在某些情况下全部等效电路元件。

第三类，行为建模，最近受到更多关注。

曾经有一段时间人们认为永远不可能制定一个数学函数，完全以其端口电压和电流描述非线性器件的行为。

然而，最近在行为建模方面出现了一些可能对未来建模技术产生重大影响的发展。

对于建模射频功率晶体管的核心问题是“缩放”。几乎总是，详细的建模是在比实际使用的设备小得多的样品设备上进行的。这样的模型可能相当准确。

在更高频率下的模拟集成电路和接收器元件的设计师通常会使用他们信任的模型，这些模型在与模拟结果相比时生成的产品性能是可接受的，甚至是无可挑剔的。

功率放大器设计师必须将这个小单元放大几十倍，甚至几百倍，以便“构建”功率晶体管。

不幸的是，这种缩放不是一个简单的电气节点连接集合，在现代电路仿真器上可以轻松处理。大外围设备将显示一系列次要现象，而这些现象在模型单元中可能是微不足道的。

例如，非均匀热效应可能会对通常假设的“相同”电路元件上的相等电流和电压造成严重影响。

通过多个并联连接获得的典型低阻抗可能还会导致其他通常被忽略的效应出现：键合线接触处的电流扩散，半导体晶体中的电声耦合，键合线之间的互耦等等。

可能最阴险的一点是放大的射频功率晶体管模型不足的方面是，很难通过简单的比较测试来将模型和器件进行测试。即使是基本的 I-V 测量也可能对射频功率晶体管造成严重困难。

大多数实验室 I-V 曲线示踪器的工作速度比所需模型的射频信号慢几个数量级，并且可能足够慢，以至于瞬态结热效应（这些效应在射频周期中不会显著发生）会干扰测量。

假定曲线跟踪仪本身能够在首次提供几安培的电流，以及电压和电流传感器已经彻底校正了电压下降，这是前提条件。另一个常见的问题是振荡。

对于大尺寸周边

晶体管，低频稳定性可能是一个严重的问题，往往会在 I-V 特性曲线的某些点上表现出来，要么是"突变"，要么更显著地表现为混沌吸引子螺旋。

不幸的是，本书后面将讨论的解决振荡的方法对于放大器设计来说效果较差，对于 I-V 曲线跟踪来说也是如此，因为在器件端口不可避免地包括高阻值去耦电容会改变 I-V 曲线。

“循环”式的 I-V 特性有时可能是固有的器件行为，但也可能是由夹具去耦电路引起的。

RF 功率晶体管的准确 I-V 曲线很难获得；这导致许多人开发定制的测试装置，通常包含脉冲测量方案[10]。

另一种方法是构建一个曲线跟踪器，在 RF 速度下扫描 I-V 特性[11]。这两种方法都面临快速、准确的电压和电流感知的挑战。

通常来自这些设置的 I-V 数据看起来与使用传统低频曲线跟踪器获得的数据大不相同，

并提出了关于基于简单直流 I-V 测量的任何曲线拟合努力的重要问题。

对于微波 GaAs MESFETs 的直流和射频 I-V 轨迹之间的“分散”已经进行了深入研究，但似乎在 Si BJT 和 MOSFET 的低射频功率晶体管领域引起了较少的关注。

可能有一些物理推理表明，在双极器件中这种效应会较少出现，但肯定需要更仔细地观察。

RF 功率晶体管的测量问题不仅限于 I-V 曲线。与

参考相比，射频阻抗通常非常低，因此即使是简单的线性 s 参数测量也充满了校准问题。再次，解决这个问题的标准且可疑的方法是测量更小的单元并放大。

或者，可以将预匹配网络放置在大型晶体管芯片附近，将阻抗变换到更可测量的范围，但这会带来同样具有挑战性的校准问题，需要解嵌匹配网络。

越来越多的人得出结论，为了获得 RF 功率晶体管的准确模型，最好的方法是建立放大器，即使是非优化的放大器，并将组合的电路和器件模型拟合到测量结果中。

这些主题的文献广泛，超出了本书的范围。参考文献[12-16]提供了一个入门参考书目，但研究仍在继续，建模论文仍在主要国际会议上占据多个会场。

毫无疑问，一些具有时间和设施的个人工作团队已经成功解决了大多数建模问题，以成功模拟特定 PA 产品，但他们的完整结果并不总是向广大公众公开，以供商业可用的 CAD 产品使用。

尽管 GaAs RFIC 晶圆厂客户可能能够获得有关所讨论工艺的良好 CAD 模型，但商用模型数据库中似乎对封装的 RF 功率晶体管的表现不佳。

因此，人们面临着必须充分利用现有资源的情况，这可能意味着使用通用模板来推导自己的模型。无疑，正是这种不令人满意的情况导致许多该领域的工作者诉诸于更古老、传统的试错方法。

希望本书能够展示，射频功率放大器设计中

工具确实具有很大的效用，并鼓励以互补的方式使用较老和较新的设计方法。

1.6 共轭匹配

共轭匹配的概念已经在第 1.2 节中使用过，似乎不需要进一步解释。

如图 1.5 所示，当负载电阻设置为发电机阻抗的实部相等时，发电机向外部负载提供的最大功率，同时假定任何反应性成分也已被共振掉。

这样一个基本结果似乎不需要重新审视，但实际上存在一个陷阱，如果理想发电机被真实世界的设备所取代，尤其是如果它恰好是晶体管的输出电流发生器。

简单的证明，显示发电机向可变负载电阻提供最大功率，不考虑发电机可能存在的物理限制，包括它能够提供的电流以及（特别是）其终端可以承受的电压。举例来说，假设当前发电机能够提供最大限制电流为<code0></code0>，并且具有 100 欧姆的输出电阻。应用共轭匹配定理，选择 100 欧姆的负载以实现最大功率传输。但是，在发电机终端出现的电压将是<code1></code1>。如果当前发电机是晶体管的输出，很可能会超过器件的电压额定值。还有一个额外的限制是晶体管电压摆幅受可用的直流供电限制。

图 1.5 共轭匹配和负载线匹配。

will have physical limits, both in terms of the current it can supply, and (especially) the voltage it can sustain across its terminals. Take, for example, a case where the current generator can supply a maximum limiting current of

, and has an output resistance of 100 ohms. Applying the conjugate match theorem, a load of 100 ohms would be selected for maximum power transfer. But the voltage appearing across the generator terminals would be

. If the current generator were the output of a transistor, it is very likely that this would exceed the voltage rating of the device. There is an additional restriction in that the transistor voltage swing is limited by the available DC supply.

对于外部观察者来说，只能观察负载电阻中的功率（而不能观察到电压或电流波形），因此该设备将在远低于其物理最大值的电流处显示限制作用（见图 1.5）。

这显然是一个不可取的情况；晶体管未被充分利用，或者说“功效”未被充分利用。为了利用晶体管的最大电流和电压摆动，需要选择更低的负载电阻值；该值通常被称为“负载线匹配”，

，在其最简单的形式中只是比率

在这里假设

；如果考虑了

，就需要解方程：

本节讨论的两个结果，共轭匹配和负载线匹配，都是电子学的基本结果。然而，当它们在射频环境中一起出现时，对许多人来说似乎是矛盾的。

对这个“矛盾”的讨论，以及可能解决它的方式，在一些贸易和业余爱好者期刊的通讯部分已经成为热门话题。关键问题似乎在于问题的陈述。

基本的共轭匹配定理仅适用于完全不受物理约束的情况，即发生器端的电流和电压不受限制的情况。

负载线匹配是一个现实世界的折衷方案，它是从射频晶体管中提取最大功率所必需的，并且同时保持射频电压摆动在指定范围内和/或可用的直流电源。

同时保持射频电压摆动在指定限制范围内和/或可用的直流电源。

然而，争议仍在继续。例如，经常有人声称，一个具有负载线匹配而不是共轭匹配的晶体管将在连接到系统的情况下引起反射和 VSWR 问题。

然而，这只是一个半真理，如果功放接收到适当的负载，它将完全正常运行，而不管系统上下文中负载环境如何配置。

硬币的另一面是，与 PA 输出连接的任何组件很可能正在经历与其指定条件不同的输入终止。

然后就出现了一个问题，也许我们到达了问题的核心：PA 对链中后续设备呈现什么输出阻抗？

如上所述，负载线匹配的原因是为了适应晶体管输出的最大允许电流和电压摆幅。

这并不涉及设备的阻抗，可以假定在线性范围内大致保持恒定。

在 A 类工作的设备，没有进入削波或截止区域的情况下，基本上会将接近其小信号输出阻抗（由

参数表示）呈现给外部世界。在这种情况下，PA 将基本上遵循线性级联的规则，可追溯到赫维宁定理。

但是一旦设备开始以任何显著的非线性方式运行，即使每个射频周期的一小部分，输出阻抗的整个概念也开始崩溃，因为波形不再是正弦波。

例如，在第 3 章中，我们将介绍“降低导通角度”或 AB 类操作。在这些对功率放大器设计和实现非常常见的模式中，输入射频电压使设备进入完全截止并且不吸收电流的区域。

在这种情况下，根据定义，设备现在必须对外部世界呈现开路。在这样的放大器中，瞬时输出阻抗采用开关特性的形式，如图 1.6 所示。泰芬不在制定时考虑这样的设备

图 1.6 Class AB 设备的输出导纳变化（忽略输出寄生电抗）。

如果他知道电气工程本科生是如何极端热情地灌输他的法则，他肯定会感到担忧。在实际电子学中有许多情况下，泰文定理根本不适用。

一个不禁想起诺贝尔奖获得者理查德·费曼关于类似话题的言论，即在电气工程中使用复杂阻抗的问题：

"...数量

是一个复数，在电气工程中被广泛使用，甚至还有一个名字: 它被称为复阻抗

。因此，我们可以写成

。[电气工程师]之所以喜欢这样做，是因为他们小时候学到了一些东西: 对于电阻，当他们只知道电阻和直流时。现在他们受过更多教育，了解交流电路，所以他们希望方程看起来相同。因此，他们写成

，唯一的区别是电阻被一个更复杂的东西取代，即复数...

但费曼似乎只对将欧姆定律相对较小的扩展扩展到包括正弦激励下的反应阻抗感到不满。

那么，那些试图使用戴维南定理来表示像图 1.6 所示的明显非线性器件的更大伸展的人，他肯定会感到非常震惊。

这种理想化的象征主义似乎确实具有许多相同的元素，试图将年轻时学到的基本规则延伸到它们不再有用的地步。我们学会将席万电导称为器件的“输出电导”。

即使它是一种行为元素，而不是物理元素，我们似乎与这个实体建立了一种关系，随着岁月的流逝，这种关系从概念上演变为物理上的关系。

如图 1.6 所示的设备只需在其预期的外部环境下进行测量，也许然后可以确定其行为的更全局模型，但这样的模型不会是一个简单的席万等效模型。

工程师的时间有限，可能也有注意力不集中处理这些哲学和语义问题。

高度非线性的功率放大器输出级通常通过隔离器或平衡配置（参见第 13 章）与外部世界进行接口，这是处理此问题的简单有效的方法。

1.7 射频功率器件技术

在开始时，有硅（Si），然后出现了砷化镓（GaAs）。硅便宜，砷化镓昂贵，但在某种程度上，砷化镓很快就掌控了微波领域。最初发生在低噪声接收应用中。尽管存在一些严重的材料和可靠性问题，需要花费十年或更长时间来解决，但高功率的砷化镓，达到几十瓦，也变得可用了。

新千年看到事情变得更加复杂。无线通信领域中高体积消费产品的低成本要求需要更廉价的

不幸的是，这句引语没有参考文献；但风格看起来很真实。

半导体技术，硅开始重回舞台。高功率，受到移动基站在0和1的需求的驱动，是一种新的硅技术的易受青睐目标，该技术无法在高GHz的军事和卫星通信应用中与GaAs竞争，但可以以较低的成本在2处提供可比较的性能。这项技术是由摩托罗拉开创的，是长期建立的RF MOS（金属氧化物半导体）工艺的衍生物，后来被称为侧向扩散金属氧化物硅，或LDMOS。 LDMOS已成为低于3的任何高功率PA应用的默认选择，并基本上消灭了RF功率硅双极器件行业，除了一些仍在为专业应用和长期供应合同制造此类器件的小领域。

GaAs 技术与此同时以异质结双极器件的形式扮演了一个不可预测的角色，被称为异质结双极晶体管（HBT），已成为低功耗移动手机功放的默认技术。

这是另一个意外的发展，基于至少两个十年的充满可靠性问题的 HBT 研究。移动应用更青睐于一个只需单一供电电压且可以完全关闭的器件。

这使得 HBT 成为“必备”技术，尽管其在其他更高功率应用中的扩散仍然很缓慢。

GHz 射频功率技术中最新的发展是高能隙半导体的出现，从研究实验室到商业化可用性。尽管碳化硅（

）长期以来一直是最受推崇的候选材料，但它已被 00 年代的新奇材料氮化镓（GaN）超越。这种技术带来的关键特性是高电压操作。

能够在 100 伏特下运行的氮化镓器件正变得越来越普遍，其可以提供多达外围功率密度的五倍，阻抗水平比其氮化镓石英元件高一个数量级。

尽管这种技术最合乎逻辑的应用，以及大部分开发资金的来源是宽带军事电子对抗（ECM），但第三代（3G）移动通信系统不断增长的功率需求正在使氮化镓看起来越来越具吸引力。

至少，似乎真空电子复兴的预测可能有些偏离了目标。

参考资料

[1] 梅森，S.，“反馈放大器的功率增益”，IRE 电路理论转换，CT-1，1954 年 6 月，第 20-25 页。

[2] 罗利特，J. M.，“线性双口稳定性和功率增益不变量”，IRE 电路理论转换，1962 年 3 月，第 29-32 页。

[3] 博德韦，G.，“S 参数、电路分析与设计”，惠普应用笔记 AN95。

[4] 文德林，G.，A.帕维奥和 U.罗德，微波电路设计，纽约：约翰威利，1990 年。

[5] Woods, D., “以 S 参数为条件重新评估主动 2 端口网络的无条件稳定性准则”，IEEE Trans. Circuits Syst., CAS-23，1976 年 2 月，73-81 页。

幸好有第二版……“库利斯特里诺”仍然是一个不错的概念。

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